Ergänzung zum Dualband Feed-Vergleich

Als Ergänzung zum letzten Beitrag wird hier noch ein weiteres interessantes S/X-Band Feed-Konzept vorgestellt.

S/X-Band Feed nach G0MJW, PA3FYM & M0EYT

In [1] wurde dieses S/X-Band-Feed ausführlich beschrieben. Auch bei diesem Feed wird das S-Band mit einem Patch-Strahler realisiert.

S/X-Band Feed nach G0MJW, PA3FYM & M0EYT

Um ein linksdrehend zirkular polarisiertes Signal zu erzeugen sind zwei gegenüberliegende Ecken vom quadratischen Patch facettiert.

S-Band Berechnungen für das S/X-Band Feed nach G0MJW, PA3FYM & M0EYT

CST-Modell mit 3D S-Band Strahldiagramm (LHCP)
S-Band LHCP & RHCP Strahldiagramm-Schnitte
S-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach G0MJW & PA3FYM in einem 2m Reflektor

X-Band Berechnungen für das S/X-Band Feed nach G0MJW, PA3FYM & M0EYT

CST-Modell mit 3D X-Band Strahldiagramm (lin V mit offenem Rundhohlleiter)
X-Band Co & Cross Strahldiagramm-Schnitte
X-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach G0MJW & PA3FYM in einem 2m Reflektor

Der offene Rundhohlleiter strahl sehr breit. Das ergäbe nur in einem stark gekrümmten, frontgespeisten Reflektor mit einem f/D von 0.3 einen vernünftigen Wirkungsgrad. Um den X-Band-Gewinn zu erhöhen wird in [1] eine dielektrische Linse vorgeschlagen, damit das Feed in einem handelsüblichen Offsetreflektor eingesetzt werden kann. Als Linsenmaterial wird PA6 (Nylon) erwähnt. Für diese Material habe ich keine Angaben für die Dielektrizitätskonstante und die Verluste bei 10GHz gefunden.

Sehr gut geeignete Materialen für dielektrische Linsen sind Teflon und Rexolite. Für diese Materialien habe ich ein Design für eine geeignete dielektrische Linse gemacht.

Mit diesem Design ergeben sich folgende X-Band-Eigenschaften:

CST-Modell mit 3D X-Band Strahldiagramm (lin V)
X-Band Co & Corss Strahldiagramm-Schnitte
X-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach G0MjW & PA3FYM mit dielektrischer Linse in einem 2m Reflektor

In einem Offsetspiegel mit einem f/D von 0.6 ist der Apertur-Wirkungsgrad mit einer geeigneten dielektrischen Linse nahezu 80%. Auch das S-Band erreicht noch gute 60% Apertur-Wirkungsgrad in einer handelsüblichen Offsetantenne.

Quelle

[1] Mike Willis G0MJW, Remco den Besten PA3FYM, Paul Marsh M0EYT, ES’hail-2 Oscar 100 Dual Band Patch Antenna

Dualband Feed-Vergleich

QO-100 ist seit Mitte Februar offiziell in Betrieb und wird rege genutzt. Für viele Amateurfunker ist der Betrieb über QO-100 die erste technische Auseinandersetzung mit den Mikrowellenbändern.

Die Entwicklung eines Dualband-Feeds ist eine interessante technische Herausforderung. Im Folgenden werden drei Feed-Konzepte vertieft untersucht und verglichen.

In einem Gedankenexperiment kann durch Variation der Spiegelkrümmung die optimale Reflektorgeometrie für das entsprechende Feed analysiert und festgelegt werden.

0.25 <= f/D <= 0.8

Ist der Reflektor in Bezug zur Wellenlänge genügend gross (D >> 10 λmax) sind die berechneten Wirkungsgrade unabhängig von der Reflektorgrösse.

S/X-Band Feed nach DJ7GP

Das Dualband-Feed von DJ7GP wird schon von vielen Funkamateuren erfolgreich eingesetzt.


S/X-Band Feed nach DJ7GP [1]

Durch den einfachen Aufbau kann das Feed günstig hergestellt werden. Auch für den Selbstbau ist das einfache Konzept gut geeignet. In [1] wurde dieses S/X-Band Feed ausführlich beschrieben.

Der X-Band Strahler basiert auf einem offenen Rundhohlleiter. Ein runder Patch wird für das S-Band eingesetzt. Der S-Band-Strahler ist nahezu linear polarisiert (leicht elliptisch). Da der Uplink rechtsdrehend zirkular polarisiert ausgelegt ist, hat dieses Feedkonzept ca. 2.7dB Polarisationsverlust im Uplink zur Folge. Das lässt sich aber einfach durch eine etwas höhere Sendeleistung ausgleichen.

Die folgenden Betrachtungen beziehen sich im S-Band auf ein zirkular polarisiertes Signal (Feed linksdrehend, Antenne rechtsdrehend). Aus diesem Grund erscheint der resultierende S-Band-Wirkungsgrad etwas bescheiden.

S-Band Berechnungen für das DJ7GP-Feed

CST-Modell mit 3D S-Band Strahldiagramm (LHCP)
S-Band LHCP & RHCP Strahldiagramm-Schnitte

Die koaxiale Einspeisung und der Abstimmzapfen verursachen eine Asymmetrie im Strahldiagramm.

S-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach DJ7GP in einem 2m Reflektor

X-Band Berechnungen für das DJ7GP-Feed

CST-Modell mit 3D X-Band Strahldiagramm (lin V)
X-Band Co & Cross Strahldiagramm-Schnitte
X-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach DJ7GP in einem 2m Reflektor

Aus den berechneten Daten ist ersichtlich, dass das S/X-Band Feed nach DJ7GP den höchsten Wirkungsgrad in einem Reflektor mit einem f/D im Bereich von 0.4 bis 0.45 erzielt.

S/X-Band Feed nach OM6AA

Das koaxiale S/X-Band Feed nach OM6AA wurde in [2] ausführlich beschrieben.

S/X-Band Feed nach OM6AA [2]

Auch hier wird das X-Band Feed mit einem Rundhohlleiter realisiert. Eine Rille (Choke) am Ende des Rundhohlleiters sorgt für ein rotationssymmetrisches X-Band Strahldiagramm und minimiert die Rückstrahlung in das S-Band Feed.

Das S-Band Feed wird mit einem koaxialen Rundhohlleiter realisiert. Vier 90° versetzte Einspeisungen ermöglichen die Anregung von zwei orthogonalen Wellentypen. Für eine zirkulare Polarisation müssen die vier Eingänge phasen- und amplitudenrichtig gespiesen werden. Die Qualität der zirkularen Polarisation hängt deshalb im Wesentlichen von der Amplituden-Balance und den korrekten Phasenbeziehungen zwischen den einzelnen Komponenten ab. Die notwendigen Phasenverschiebungen können beispielsweise durch unterschiedliche Kabellängen erreicht werden. Für die Signalaufteilung braucht es dann noch einen Vierfach-Leistungsteiler.

S-Band Berechnungen für das OM6AA-Feed

CST-Modell mit 3D S-Band Strahldiagramm (LHCP)
S-Band LHCP & RHCP Strahldiagramm-Schnitte
S-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach OM6AA in einem 2m Reflektor

X-Band Berechnungen für das OM6AA-Feed

CST-Modell mit 3D X-Band Strahldiagramm (lin V)
X-Band Co & Cross Strahldiagramm-Schnitte
X-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach OM6AA in einem 2m Reflektor

Auch das S/X-Band Feed nach OM6AA erzielt den höchsten Wirkungsgrad in einem Reflektor mit einem f/D im Bereich von 0.4 bis 0.45.

S/X-Band Feed nach HB9PZK

Mein Feedkonzept basiert auch auf einem koaxialen Ansatz und wurde hier auf diesem Blog schon im Detail vorgestellt.

S/X-Band Feed nach HB9PZK

Das X-Band Feed besteht aus einem Rundhohlleiter mit einem dielektrischen Strahler. Gegenüber einem offenen Rundhohlleiter hat der dielektrische Strahler den Vorteil, dass das Strahldiagramm mehr gebündelt werden kann, ohne dass der Durchmesser vergrössert werden muss. Damit kann das Strahldiagramm einfach für einen Einsatz in einem Offsetspiegel optimiert werden.

Das S-Band Feed wird durch vier Dipole in einem offenen Resonator gebildet. Auch diese vier Dipole müssen amplituden- und phasenrichtig gespeist werden.

S-Band Berechnungen für das HB9PZK-Feed

CST-Modell mit 3D S-Band Strahldiagramm (LHCP)

S-Band LHCP & RHCP Strahldiagramm-Schnitte
S-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach HB9PZK in einem 2m Reflektor

X-Band Berechnungen für das HB9PZK-Feed

CST-Modell mit 3D X-Band Strahldiagramm (lin V)
X-Band Co & Cross Strahldiagramm-Schnitte
X-Band Wirkungsgrade mit einem Feed nach HB9PZK in einem 2m Reflektor

Aus den berechneten Daten lässt sich herauslesen, dass das S/X-Band Feed nach HB9PZK den höchsten Wirkungsgrad in einem Reflektor mit einem f/D im Bereich von 0.6 bis 0.65 erzielt.

Vergleich der S/X-Band Feeds in 1.2m Reflektoren

S/X-Band Feed nach DJ7GP in einem Reflektor mit einem Durchmesser von 1.2m

Mit dem DJ7GP-Feed wird der beste Wirkungsgrad in einem rotationssymmetrischen Reflektor mit einem f/D im Bereich von 0.4 bis 0.45 erzielt.

S/X-Band Feed nach DJ7GP in einem 1.2m Reflektor

Da das DJ7GP-Feed das S-Band nur leicht elliptisch polarisiert abstrahlt, sind die Sekundärdiagramme kaum zirkukar polarisiert. Die Unterschiede zwischen RHCP und LHCP sind deshalb gering. Eine zirkular polarisierte Betrachtung liefert aus diesem Grund einen eher kleinen Gewinn im S-Band.

1.2m Reflektor mit DJ7GP-Feed
S-Band Strahldiagramm

Das resultierende X-Band Strahldiagramm und der resultierende Gewinn sind einwandfrei.

1.2m Reflektor mit DJ7GP-Feed
X-Band Strahldiagramm

S/X-Band Feed nach OM6AA in einem Reflektor mit 1.2m Durchmesser

Auch das OM6AA-Feed Feed eignen sich für den Einsatz in einem rotationssymmetrischen Reflektor mit einem f/D im Bereich von
0.4 bis 0.45.

S/X-Band Feed nach OM6AA in einem 1.2m Reflektor

Für die Simulation wurde eine perfekte Reflektorkontur ohne Oberflächenfehler angenommen. Ebenso sind keine Phasen- und Amplitudenfehler für die Speisung der vier S-Band-Ports angesetzt. Aus diesem Grund liegen die 0° und 90° Diagramm-Schnitte exakt aufeinander.

1.2m Reflektor mit OM6AA-Feed
S-Band Strahldiagramm

Im 45° Diagrammschnitt (grün) macht sich der Einfluss der Streben bemerkbar.

1.2m Reflektor mit OM6AA-Feed
X-Band Strahldiagramm

S/X-Band Feed nach HB9PZK in einem Offsetreflektor mit 1.2m Durchmesser

Für das HB9PZK-Feed beträgt der optimale Ausleuchtwinkel hingegen 84°. Dieses Feed ist daher gut geeignet für den Einsatz in einem Offsetreflektor.

S/X-Band Feed nach HB9PZK in einem 1.2m Offsetreflektor

Zirkular polarisiert Signale verursachen in einem Offsetreflektor eine geringe Strahlschwenkung gegenüber der optischen Achse. Dieser Effekt ist im S-Band-Strahldiagramm erkennbar.

1.2m Offsetreflektor mit HB9PZK-Feed
S-Band Strahldiagramm

Im linear polarisierten X-Band sind die Maxima der Kreuzpolarisation in einem Offsetreflektor höher, als in einem rotationssymmetrischen Reflektor. Die Feed-Streben stören in der Offsetantenne kaum noch, obwohl sie im Randbereich noch teilweise den Strahlengang abdecken.


1.2m Offsetreflektor mit HB9PZK-Feed
X-Band Strahldiagramm

Zusammenfassung

Die Tabelle unten zeigt eine Übersicht der berechneten Direktivitätswerte. In der praktischen Anwendung kommen noch einige störende Einflüsse hinzu, die in den gemachten Betrachtungen nicht berücksichtigt wurden. Die wichtigsten sind Oberflächentoleranzen der Reflektoren, Abweichungen vom Fokuspunkt und nicht zu vergessen die ohmschen Verluste. Werden diese Einflüsse auch berücksichtigt, erhält man den zu erwartenden Antennengewinn.

S-Band
2.4 GHz RHCP
X-Band
10.5 GHz lin V
DJ7GP22.7 dBi40.9 dBi
OM6AA27.8 dBi41.2 dBi
HB9PZK28.0 dBi41.3 dBi

Das weit verbreitete S/X-Band Feed wurde von DJ7GP experimentell entwickelt und bewusst einfach gehalten, um kleine Herstellungskosten zu realisieren. Dieses einfache Feedkonzept bietet auch Raum für eigene Experimente, beispielsweise durch den Einsatz einer dielektrischen Linse für die Gewinnoptimierung beim Einsatz in einem Offsetreflektor. Eine Modifikation für Zirkularpolarisation im S-Band dürfte ohne die Hilfe moderner Simulations- und Optimierungstools eher schwierig sein.

Das koaxiale Feed nach OM6AA eignet sich sehr gut für rotationssymmetrische Reflektoren. Allerdings sollte der Spiegeldurchmesser grösser als 1m sein, da sonst die Interaktionen zwischen Feed und Reflektor störend werden. Für den Schutz vor Wettereinflüssen sollte die Feedöffnung noch durch eine RF-transparente Folie abgedeckt werden.

Das S/X-Band Feed nach HB9PZK kann gut in einem Offsetreflektor eingesetzt werde. Das bietet die Möglichkeit, Transverter und Vorverstärker direkt hinter dem Feed zu platzieren, ohne dass der Strahlengang zusätzlich gestört wird.

S/X-Band Feed in einem 1m Offsetreflektor

Durch die kurzen Verbindungskabel und geringen Verluste können mit diesem Konzept die Systemeigenschaften optimiert werden.

Quellen

[1] Peter-Jürgen Gödecke – DJ7GP, Selbstbau einer Duoband-Antenne für 2.4 GHz und 10 GHz, FA 5/16 & FA 6/16

[2] Rastislav Galuscak – OM6AA, Pavel Hazdra, Milos Mazanek, A Simple S/X Dual-Band Coaxial Feed for Satellite Communication, DUBUS Technik XVI

Antenne für Es’Hailsat-2

Das Dualband-Feed-Konzept wurde erfolgreich vereinfacht. Die aufwendigen Frästeile für die vier Dipole habe ich durch einen einfachen PCB ersetzt. Alle Vereinfachungen konnten dank numerischer Optimierung ohne Verschlechterung der elektrischen Eigenschaften realisiert werden.

SX-Feed_P1

Abbildung 1: S-X-Band Feed, vereinfachter Aufbau

Die Einzelteil-Fertigung für ein erstes Muster ist auf gutem Weg. Darum ist es an der Zeit die Kombination Feed und Reflektor anzugehen.

Damit eine Reflektor-Antenne optimal funktioniert, müssen der Feed-Fokuspunkt und der Reflektor-Fokuspunkt aufeinander liegen.

Von kostengünstigen, kommerziellen Ku-Band-Reflektoren sind in der Regel keine Informationen über die genaue Geometrie verfügbar.

Bei einem rotationssymmetrischen Reflektor können Durchmesser D und maximale Tiefe zmax mit einfachen Mitteln relativ genau bestimmt werden. Damit kann der Fokusabstand wie folgt berechnet werden:

Formel_Fokusabstand

Primefocus_parameter

Abbildung 2: Rotationssymmetrischer Parabolspiegel mit den beiden Parametern für die Beschreibung der Geometrie

Durchmesser und maximale Tiefe beziehen sich auf den Rand des Paraboloids. In der Praxis wird eine genaue Messung oft erschwert durch abgerundete Kanten am Spiegelrand oder durch ein Loch im Zentrum.

Bei einem Offsetspiegel wird eine Bestimmung der Geometrieparameter mit einfachen Mitteln nahezu unmöglich. Mit einem optischen Digitalisierer kann von einem bestehenden Produkt ein 3D-CAD-Modell generiert werden (Reverse Engineering). Damit ist das Problem aber noch nicht gelöst, da die Lage des Fokuspunkts immer noch unbekannt ist.

Alle Strahlen einer planaren Welle sollten im Fokuspunkt zusammentreffen, wenn sie in der Hauptstrahlrichtung auf den Reflektor auftreffen. Das optische Messverfahren liefert ein CAD-Modell der realen Geometrie. Wegen der Fertigungstoleranzen liefert die Strahlenoptik darum nicht einen einzigen Schnittpunkt, sondern viele Schnittpunkte, die eine Fokusregion eingrenzen.

Offset_plane_wave

Abbildung 3: Realer Spiegel mit resultierender Fokusregion

Im Bereich der Spiegelbefestigungspunkte sind die Abweichungen gegenüber der Idealform besonders ausgeprägt. Strahlen aus diesen Regionen weichen deutlich von der Fokusregion ab.

Da wir wissen, dass der Offset-Reflektor ein Ausschnitt aus einem unbekannten Paraboloid ist, findet man die Position des optimalen Fokuspunkts mit einem Regressionsverfahren zielstrebiger.

Regression

Abbildung 4: Reale Reflektorgeometrie mit Idealkontur (braun)

Durch die Fertigungstoleranzen weicht der reale Spiegel von der Idealkontur ab.

Die beschriebenen Verfahren zur Charakterisierung einer Offset-Antennengeometrie sind für die meisten Funkamateure nicht zugänglich. Möchte man den Offset-Reflektor einer kommerziellen Empfangsantenne einsetzen, kann man das Zentrum des zugehörigen Ku-Band-Horns mechanisch ausmessen. Der optimale Fokuspunkt ist in der Regel 2-3 mm hinter der Hornöffnung.

Polarisation

Eine wichtige Kenngrösse einer elektromagnetischen Welle ist die Polarisation, welche die zeitliche und örtliche Orientierung des elektrischen Feldes beschreibt. Bewegt sich der Endpunkt des elektrischen Feldvektors zeitlich auf einer Geraden, handelt es sich um eine lineare Polarisation. Bezogen auf unsere unmittelbare Umgebung bezeichnet man eine parallel zur Erdoberfläche ausgerichtete Schwingungsebene als horizontale Polarisation  (rot in Abbildung 1) und eine vertikale ausgerichtete als vertikale Polarisation (grün). Für Antennen, die sich auf Flugzeugen oder Raumsonden befinden, können diese Definitionen nicht mehr angewendet werden. Die orthogonalen Polarisationen werden dann mit Eθ und Eφ bezeichnet.

Setzt sich eine elektromagnetische Welle aus zwei orthogonalen, phasenverschobenen Anteilen zusammen, spricht man von einer elliptisch polarisierten Welle. Ist die Phasenverschiebung 0°, resultiert aus der vektoriellen Addition der beiden Komponenten wieder eine lineare Polarisation. Sind die Amplituden der orthogonalen Komponenten gleich gross und ihr Phasenunterschied +90° oder -90°, geht die elliptische Polarisation in eine zirkulare Polarisation über. Je nach Vorzeichen des Phasenunterschieds spricht man dann von rechtsdrehender Polarisation oder von linksdrehender Polarisation (RHC – right hand circular, LHC – left hand circular). Man kann also alle möglichen Polarisationen als elliptische Polarisationen betrachten mit den beiden Spezialfällen Linear- und Zirkular-Polarisation.

Abbildung 1 zeigt eine Momentaufnahme einer rechtsdrehend polarisierten Welle, die sich in z-Richtung (schwarzer Pfeil) ausbreitet. Die Momentaufnahme der zirkular polarisierten Welle (blau) bildet in Ausbreitungsrichtung eine linksdrehende Schraubenlinie. Diese Schraubenlinie wird in Ausbreitungsrichtung durch eine fiktive Ebene geschoben. Verfolgt man das Ende des Summenvektors, bewegt es sich im Gegenuhrzeigersinn (rechtsdrehend) auf einem Kreis.

Polarization_1

Abbildung 1: Moment-Darstellung der räumlichen Orientierung des E-Vektors bei rechtsdrehender Zirkular-Polarisation

Die vielen Vektoren in der Skizze sind möglicherweise etwas verwirrend. Das File 3D-Pdf RHC kann heruntergeladen werden. Mit den Browser Plugins sieht man in der Regel nur eine leere weisse Fläche, da 3D-Pdfs nur mit einem aktuellen Acrobat-Reader dargestellt werden können. Am einfachsten speichert man das heruntergeladene Pdf-File ab und öffnet es anschliessend direkt mit dem Acrobat Reader. Die Skizze kann mit gedrückter linken Maustaste beliebig gedreht werden. Mit der rechten Maustaste kann eine Werkzeugliste eingeblendet werden. Legt man eine Schnittebene an eine geeignete Stelle auf der z-Achse, kann man gut erkennen, wie durch die vektorielle Addition des grünen, vertikalen Vektors und des roten, horizontalen Vektors der blaue Summen-Vektor gebildet wird.

vector_addition

Abbildung 2: Vektorielle Addition der orthogonalen, linear polarisierten Komponenten

Antennen, die linear polarisierte Wellen erzeugen, können zwei Grundarten zugeordnet werden. Bei einem Dipol ist das elektrische Feld entlang des Dipols ausgerichtet. Das Gegenstück zum Dipol ist die Schlitzantenne, bei der die Polarisationsebene quer zum Schlitz ausgerichtet ist. Hornantennen können auf Schlitzantennen zurückgeführt werden.

Zirkular polarisierte Antennen können in zwei Kategorien aufgeteilt werden. Antennen der ersten  Kategorie sind zirkular polarisiert aufgrund ihrer physikalischen Struktur. Zu dieser Kategorie zählen Spiral und Helix Antennen. Die Polarisationsrichtung (RHC oder LHC) wird durch den Drehsinn der Struktur bestimmt.

Antennen der zweiten Kategorie bestehen aus zwei orthogonalen Strahlern die in Phasen-Quadratur kombiniert werden. Ein Beispiel der zweiten Kategorie ist eine Kreuzdipolantenne kombiniert mit einem 90°-Hybrid. Antennen dieser Kategorie können links- und rechtsdrehende Polarisationen simultan erzeugen.

Zirkular polarisierte Antennen sind grundsätzlich komplexer, als linear polarisierte Antennen. Für eine hohe Polarisationsreinheit müssen die Amplitudenbalance und die Phasenverschiebung zwischen den beiden orthogonalen Komponenten sehr genau sein. Zu beachten ist auch die Tatsache, dass bei einer Reflexion einer zirkular polarisierten Welle in einer Reflektorantenne eine linksdrehende Polarisation rechtsdrehend wird oder umgekehrt. Zirkular polarisierte Übertragungen habe dafür den Vorteil, dass keine Polarisationsausrichtung notwendig ist.

Antennen-Konzepte Teil 2:

Offset-Gespeiste Reflektor-Antennen

Ein Offset-Reflektor ist ein Ausschnitt aus einem grösseren Rotations-Paraboloid. Dieses Antennenkonzept hat den Vorteil, dass sich bei geeigneter Dimensionierung das Feedsystem nicht im Strahlengang befindet. Abblockungsverluste und Streueffekte treten in einer Offset-Antenne nicht auf.

offset_1

Abbildung 15: Offset-Antennenausschnitt aus einem grösseren Paraboloid

Die geometrische Beschreibung einer Offset-Antenne ist einiges umfangreicher, als die einer frontgespeisten Parabolantenne. Abbildung 16 zeigt die wichtigsten geometrischen Grössen einer Offset-Antenne.

offsetgeometrie

Abbildung 16: Geometrische Grössen einer Offset-Antenne

Die Offsethöhe H sollte so gewählt werden, dass das Feedsystem den Strahlengang nicht stört. Viele Offsetantennen sind so dimensioniert, dass die projizierte Apertur kreisrund wird. In diesem Fall liegt der elliptische Reflektorrand in einer Ebene.

Das Feed im Phasenzentrum der Antenne erzeugt eine sphärische Welle. Darum kann es um den Fokuspunkt gedreht werden, ohne die Phasenbeziehungen in der Antenne zu beeinflussen. Die Amplitudenverteilung in der Aperturebene ändert sich dadurch aber. Üblicherweise wir der Winkel ΨC so gewählt, dass das Amplitudenmaximum ins Zentrum der Apertur projiziert wird. Die Offset-Reflektor Ausleuchtung ist nicht symmetrisch, da ΨU < ΨL.

offset_theo1

Abbildung 17: Asymmetrische Ausleuchtung einer Offset-Antenne

Der gelbe Strahl in Abbildung 17 ist der Zentrumsstrahl. Gut erkennbar ist die asymmetrische Ausleuchtung.

Wie Eingangs schon erwähnt, hat eine Offset-Antenne den Vorteil, dass keine Abblockungen auftreten. Diesen Vorteil erkauft man sich mit einer Asymmetrie, die bei linearer Polarisation eine hohe Kreuzpolarisations-Komponente und bei zirkularer Polarisation eine kleine Strahlschwenkung gegenüber der optischen Achse zur Folge hat.

1m-offset_lin_rhc_lhc

Abbildung 18: Strahldiagramme einer 1m Offset-Antenne. Links linear polarisiert, rechts zirkular polarisiert.

Je nach Anwendung muss man diese negativen Einflüsse der Asymmetrie beachten. Beide Effekte sind aber für unsere Anwendung vernachlässigbar klein.

Dielektrischer Strahler

Ein geeignetes Feed für eine Offset-Antenne muss einen etwas höheren Gewinn aufweisen, als ein Feed für eine frontgespeiste Parabolantenne. Sehr verbreitet sind Hornantennen. Für das X-Band (10.5GHz) eignen sich aber auch dielektrische Antennen. Für schmalbandige Anwendungen (Bandbreite < 15%) erreicht man mit dielektrischen Stabantennen hervorragende elektrische Eigenschaften.

diel_rad

Abbildung 19: Dielektrischer Strahler für das X-Band

Der dielektrische Strahler besteht aus zwei sehr einfachen Drehteilen. Mit der Geometrie des konischen Strahlers kann das Strahldiagramm für eine gegebene Reflektor-Geometrie optimiert werden. Die Impedanz wird mit einem zweistufigen Transformator auf den Rundhohlleiter angepasst.

pattern_diel_rad

Abbildung 20: Strahldiagramm eines dielektrischen X-Band Feeds

Abbildung 20 zeigt das hervorragende Strahldiagramm eines dielektrischen X-Band Feeds. Die Symmetrie ist fast perfekt. Auch die Seitenkeulen und die Kreuzpolarisation sind sehr niedrig.

Dualband-Feed

Der geringe Querschnitt eines dielektrischen Strahlers prädestiniert ihn als Teil eines Dualband-Feeds. Abbildung 21 zeigt eine Kombination eines S-Band Cavity-Backed-Dipole-Feeds mit einem dielektrischen X-Band Feed. Die beiden Fokuspunkte bei 2.4GHz und 10.5GHz sollten idealerweise zusammenfallen. Beim vorgestellten Konzept ist die Spitze des dielektrischen Stahles in der Öffnungsebene des S-Band Resonators. Der S -Band Fokuspunkt befindet sich auch im Zentrum der Öffnung, wohingegen der X-Band Fokuspunkt im hinteren Drittel des dielektrischen Strahlers zu finden ist. Dieser Kompromiss vereinfacht den Wetterschutz des Feeds. Der offene Resonator kann einfach mit einer HF-transparenten Folie abgedichtet werden.

sx_feed

Abbildung 21: S-X-Band Feed

Wie im ersten Beitrag gezeigt wurde, stört eine Metallstange im Zentrum eines Cavity-Backed-Dipole-Feeds das 2.4GHz Strahldiagramm kaum. Das X-Band Strahldiagramm des dielektrischen Strahlers wird durch die Integration in den offenen S-Band-Resonator etwas beeinflusst.

pattern_sx

Abbildung 22: Zirkular polarisiertes S-Band Strahldiagramm links, linear polarisiertes X-Band Strahldiagramm rechts

0.8m Offset-Antenne mit einem S-X-Band Feed

Abbildung 23 zeigt das Dualband-Feed kombiniert mit einer typischen Offsetantennen-Geometrie mit einem Durchmesser von 0.8m. Da kommerzielle Offsetreflektoren meistens für das Ku-Band (10.7 – 12.75GHz) ausgelegt sind, beträgt die Offsethöhe H oft weniger als 5cm. Der Durchmesser des S-X-Band Feeds beträgt ca. 160mm. Das Feed ist darum nicht vollständig ausserhalb des Strahlengangs. Allerdings ist die Energie am Aperturrand schon auf etwa 10% abgesenkt.

sx_offset_0-8m

Abbildung 23: 0.8m Offset-Antenne mit dem Dualband-Feed

Die berechneten Strahldiagramme sind in der Abbildung 23 dargestellt. Im zirkular polarisierten S-Band (2.4GHz) verursacht die Asymmetrie des Offset-Reflektors eine kleine Strahlschwenkung von 1° in der X-Elevationsebene (blaue Kurve, Diagramm links).

pattern_sx_0-8m

Abbildung 24: Berechnete Strahldiagramme einer 0.8m Offset-Antenne. 2.4GHz zirkular polarisiert links, 10.5GHz linear polarisiert rechts.

Im linear polarisierten X-Band (10.5GHz) ist die Kreuzpolarisation in der X-Elevationsebene ca. 19dB unter dem Gewinnmaximum (blaue Kurve, Diagramm rechts).

In beiden Frequenzbändern erreicht die Antenne einen hervorragenden Wirkungsgrad von 74%. In der Praxis ist dieser Wert aber kleiner, da noch ohmsche Verluste auftreten. Auch die reale Reflektorkontur weicht von der Idealform ab und reduziert dadurch den Wirkungsgrad.

Zusammenfassung und Ausblick

Eine offsetgespeiste Reflektorantenne eliminiert Abblockungsverluste weitgehend, da das Feedsystem nicht mehr im Strahlengang platziert ist. Diesen Vorteil erkauft man sich mit einer geringen Strahlschwenkung von zirkular polarisierten Signalen oder einer relativ hohen Kreuzpolarisation bei linear polarisierten Signalen.

Für das 10.5GHz Band eignet sich ein Feed mit einem dielektrischen Strahler. Der kleine Querschnitt erlaubt die Kombination eines Cavity-Backed-Dipole-Feeds mit einem dielektrischen X-Band Feed. Mit diesem Dualband-Feed erreicht man mit einem Offset-Reflektor einen hervorragenden Wirkungsgrad.

Im dritten Teil werden noch die Speisenetzwerke untersucht. Der Aufbau des Dualband-Feeds wird noch weiter optimiert, um eine möglichst einfache Herstellung zu ermöglichen.

Antennen für Es’Hailsat-2

Antennen-Konzepte Teil 1:

Frontgespeiste Parabolantennen

Der geostationäre Satellite Es’Hailsat 2 wird zwei Amateurfunktransponder beherbergen. Damit werden Amateurfunkverbindungen über den ganzen sichtbaren Teil der Erde möglich. Funkverbindungen vom Nordkap bis zur Neumayer-Station und von Rio de Janeiro bis Banda Aceh werden realisierbar.

EsHail_Bild1

Abbildung 1: Sichtbereich aus dem geostationären Orbit auf 26° Ost. Bild-Quelle: Google Earth

Leider wird der Starttermin immer wieder verschoben. Zurzeit wird Q3 in 2017 2018 angestrebt. Das gibt aber allen Amateurfunkern, die diese faszinierenden Möglichkeiten nutzen möchten, etwas mehr Zeit sich mit der Thematik vertraut zu machen und das nötige Equipment bereitzustellen.

Wichtige Elemente einer Satelliten-Funkstrecke sind die Bodenstationsantennen. Verschiedene Antennenkonzepte sind für die Realisierung der 2.4GHz (Uplink) Sendeantenne möglich. Eine Reflektorantenne ist für den Empfang auf 10GHz  (Downlink) sicher am besten geeignet.

Für einen Schmalband-Uplink im 13cm Amateurfunkband auf 2.4GHz wird ein Antennengewinn von 23.6dBi empfohlen mit einer zirkularen, rechtsdrehenden Polarisation [Tabelle 1]. Mit diesem Antennengewinn sind dann 10W Sendeleistung ausreichend, um eine SSB-Verbindung zu realisieren.

Es Hail_Tabelle1

Tabelle 1: Link-Budget Es’hail-2

Wegen der zirkularen Polarisation bietet sich als Sendeantenne eine Helix-Antenne an. Viele Dimensionierungsrichtlinien basieren auf experimentellen Daten von J. D. Kraus [2]. Die daraus abgeleiteten empirischen Formeln für den Antennengewinn sind aber oft sehr optimistisch und können bis zu 4dB zu hoch liegen. Mit einer einzelnen Helix dürfte darum der geforderte Gewinn von 23.6dBi nur schwer erreichbar sein. Ein Array, bestehend aus mehreren Helix-Antennen, kann aber durchaus ein zielführender Lösungsansatz sein [3].

Als Alternative können Reflektorantennen eingesetzt werden. Mit einfachen, frontgespeisten Parabolantennen, die mit geeigneten Erregersystemen ausgeleuchtet werden, sind Flächenwirkungsgrade von 60-80% realisierbar. Um beispielsweise mit 65% Wirkungsgrad einen Antennengewinn von 23.6dBi zu realisieren, ist ein minimaler Apertur-Durchmesser von 0.75m notwendig.

EsHail Formel1a

mit

Es_Hail Formel1b

Das Prinzip der Reflektorantenne basiert auf strahlenoptischen Überlegungen. Ein 0.75m Parabolreflektor hat bei einer Wellenlänge von 0.125m jedoch nur 6 Wellenlängen Durchmesser, was zu starken Beugungseffekten führt. Wie im Folgenden aufgezeigt wird, ist eine 0.75m Reflektorantenne als S-Band-Sendeantenne etwas grenzwertig.

Dual-Mode-Horn

Zuerst muss ein geeignetes Speisesystem, auch Feed genannt, gewählt werden. Ein Dual-Mode-Horn [1] verspricht einen hohen Flächenwirkungsgrad.

EsHail Bild2

Abbildung 2: Optimiertes Dual-Mode-Horn

Das Dual-Mode-Horn von Abbildung 2 ist für einen rotationssymmetrischen Parabolspiegel mit einem f/D (Fokusabstand / Durchmesser) von 0.35 optimiert. Der einfach aufgebaute Hornstrahler erzeugt ein interessantes Strahldiagramm für die Ausleuchtung einer frontgespeisten Parabolantenne (Primefokus-Antenne).

EsHail_Bild3

Abbildung 3: Dual-Mode-Horn Strahldiagramm

Das Strahldiagramm weist zwei Maxima neben der Hauptstrahlrichtung auf. Dadurch wird die ideale Ausleuchtfunktion angenähert. Durch eine phasenrichtige Kombination von zwei Wellentypen (Moden) ist das optimale Diagramm allerdings auf einen schmalen Frequenzbereich begrenzt. Für unsere schmalbandige Anwendung stellt das aber kein Problem dar. Bei einer zirkular polarisierten Primefokus-Antenne ist auch darauf zu achten, dass das Speisehorn eine orthogonale Polarisation zur gewünschten Polarisation aufweisen muss. Um ein rechtsdrehendes Sendesignal zu erzeugen, muss das Feed deshalb linksdrehend polarisiert sein.

Der Aussendurchmesser des vorgestellten S-Band Horns beträgt mehr als zwei Wellenlängen. Eingesetzt in einen rotationssymmetrischen Parabolspiegel mit 1m Durchmesser (8 Wellenlängen) wird das Missverhältnis zwischen Abblockung und freier Fläche deutlich. Zudem braucht es noch Stützen, um das Horn zu befestigen, was die Abschattung noch zusätzlich vergrössert. In Abbildung  4 ist das Problem der Abblockung mit Hilfe optischer Strahlen verdeutlicht. Die hellblauen Strahlen links im Bild 4 werden alle zurück ins Horn reflektiert. Das hellgrüne Strahlenbündel rechts im Bild 4 zeigt exemplarisch die Reflexionen an einer der Streben.

EsHail Bild4

Abbildung 4: Reflexionen zurück ins Horn links und Reflexionen an einer Strebe rechts

Berechnet man das Sekundärstrahldiagramm der 1m Antenne ohne Abschattung, erhält man ein ganz passables Strahldiagramm mit einem sehr guten Flächenwirkungsgrad von mehr als 78%. Berücksichtigt man die Reflexionen am Horn und an den Streben, verschlechtert sich das Resultat aber signifikant. Der Flächenwirkungsgrad sinkt um dramatische 21% auf einen Gesamtwirkungsgrad von nur noch 57%. Auch das Strahldiagramm leidet deutlich sichtbar unter den erheblichen Reflexionen. Die erste Steitenkeule steigt um nahezu 5dB an. Im 45° Schnitt (grüne Kurve in Abbildung 5) ist auch der negative Einfluss der Streben deutlich sichtbar.

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Abbildung 5: Strahldiagramme ohne Abschattungen links und mit Abschattungen rechts

Die 3D-Strahldiagramme zeigen die Problematik noch deutlicher auf. Ohne Abschattung durch das Feed und die Streben resultiert ein anschauliches, rotationssymmetrisches Strahldiagramm mit einem Gewinn von 26.9dBi. Die ausgeprägten Reflexionen stören das Strahldiagramm erheblich und der Gewinn sinkt auf 25.6dBi.

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Abbildung 6: 3D-Strahldiagramm einer 1m Antenne, links ohne und rechts mit Abschattungen

Abbildung 7 zeigt die Oberflächen-Ströme im Antennensystem. Da alle Ströme das Strahldiagramm beeinflussen, gibt das Bild einen guten Eindruck von der Problematik.

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Abbildung 7: Oberflächen-Ströme bei 2.4 GHz

Trotz den aufgezeigten Einschränkungen wird mit der vorgestellten 1m Antenne ein Gewinn von mehr als 25dBi erreicht. Als Sendeantenne für SSB-Funkverbindungen wäre diese Antenne gut geeignet. Bei diesen Simulationen wurde der Polarisator als verlustlos angenommen.  Mit dem erzielten Gewinn sind aber genügend Reserven vorhanden, um noch kleine Zusatzverluste zu verkraften.

Für den Breitband-Uplink (DATV) wird eine 2.4m Antenne vorgeschlagen. Abbildung 8 zeigt das Dual-Mode-Horn in einem 2.4m Reflektor.

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Abbildung 8: Dual-Mode-Horn in einem 2.4 Reflektor

Bei dieser Antenne ist das Verhältnis zwischen Abschattung und freier Fläche wesentlich günstiger. Die Reflexionen zurück ins Horn sind in Abbildung 8 dargestellt. Die Streben verursachen auch in dieser Antenne ähnliche Effekte, wie im ersten Beispiel. Die minimalsten Störungen verursachen die Stützen dann, wenn sie am Reflektor-Rand befestigt werden. Das ist nicht auf den ersten Blick nachvollziehbar. In diesem Rahmen kann dieser Sachverhalt aber nicht weiter vertieft werden.

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Abbildung 9: Strahldiagramme ohne Abschattungen links und mit Abschattungen rechts

Die Auswirkungen der Abschattungen werden bei der 2.4m Antenne im Wesentlichen durch die Streben verursacht. Besonders gut erkennbar ist das in den 3D-Pattern.

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Abbildung 10: 3D-Strahldiagramme der 2.4m Antenne, links ohne und rechts mit Abschattungen

Die 2.4m Antenne erreicht mit dem Dual-Mode-Horn einen guten Wirkungsgrad von 71.3%, was einen Gewinn von 34.1dBi bei 2.4GHz ergibt. Ein frontgespeister 2.4m Reflektor mit einem f/D von 0.35 ergibt zusammen mit dem vorgestellten Dual-Mode-Horn eine sehr gute Uplink-Antenne für DATV-Übertragungen.

 Cavity-Backed Dipole-Feed

Ein Feed-Konzept, dass besser für sehr kleine Reflektor-Antennen geeignet ist, basiert auf einem modifizierten ‚Cavity Backed Dipole‘ Ansatz [1]. In einem Resonanztopf werden vier Dipole an geeigneten Stellen platziert. Die Dipole müssen so zusammengeschaltet werden, dass eine linksdrehende, zirkulare Polarisation entsteht. Der Resonanztopf ist ca. eine Wellenlänge lang und hat einen Durchmesser von ebenfalls einer Wellenlänge.

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Abbildung 11: Zirkular polarisiertes Cavity-Backed_Dipole Feed

Das Feed könnte auch mit einem Kreuzdipol realisiert werden. Die Modifikation mit vier Dipolen hat aber den Vorteil, dass im Zentrum eine Stütze für die Feed-Befestigung angebracht werden kann. Elektrisch hat diese zentrale Stütze einen viel geringeren Einfluss, als vier seitlich angebrachte Stützen.

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Abbildung 12: Cavity-Backed-Dipole Feed Strahldiagramm

Das Erregersystem hat ein typisches gaussförmiges Strahldiagramm. Die hervorragende Rotationssymmetrie des Stahldiagramms führt zu einem sehr tiefen Kreuzpolarisationsanteil. Da der Feed-Durchmesser nur etwa eine Wellenlänge beträgt, eignet sich dieses Konzept auch gut für elektrisch sehr kleine Reflektorantennen mit einem f/D von 0.44.

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Abbildung 13: 0.75m Reflektor mit Cavity-Backed-Dipole Feed

Das resultierende Sekundärstrahldiagramm ist durch den symmetrischen Aufbau auch fast perfekt rotationssymmetrisch.

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Abbildung 14: Strahldiagramm der 0.75m Antenne

Auch mit dem sehr kleinen Reflektordurchmesser von 0.75m wird noch ein guter Wirkungsgrad von 66.6% erreicht. Das ergibt dann bei 2.4GHz einen Gewinn von 23.7dBi, womit der Zielwert knapp erreicht wird.

Zusammenfassung

Eine frontgespeiste Reflektorantenne ist die einfachste Form einer Parabolantenne. Die Grösse des Erregersystems hängt nur von der Wellenlänge und dem optimalen Gewinn des Feedes ab. Je kleiner das Verhältnis des Reflektordurchmessers zur Wellenlänge ist, umso stärker wirken sich die unvermeidlichen Abblockungen auf die elektrischen Eigenschaften der Antenne aus. Als Faustregel gilt ein Verhältnis von 10 als sinnvolles Minimum. Mit einem geschickten Feed-Design kann diese Grenze noch etwas nach unten verschoben werden.

 

Literatur

[1] A. D. Olver, P. J. B. Clarricoats, A. A. Kiskk and L. Shafai, “MICROWAVE Horns and Feeds” IEE Electromagnetic Waves Series 39

[2] D. Kraus and R.J. Marhefka, “Antennas for all applications”, McGraw-Hilll

[3] P. Tonak DL3JIN, “Aufbau und Messung einer Helixantenne für 13cm (1)”, Funk Amateur Aug.  2016

Spezifikationen

Frequencies narrow band (NB) transponder (bandwidth 250kHz):

Es Hail_Tabelle2

Frequencies wide band (WB) transponder (bandwidth 8.0MHz):

Es Hail_Tabelle3

Setup for SSB communications:

Es Hail_Tabelle4

Setup for DATV (DVB-S2) communications:

Es Hail_Tabelle5

Antennen-Simulationen

Für einen ersten Entwurf einer Antenne verwendete man früher Approximations-Formeln und Regelwerke. Basierend auf diesen einfachen Strukturen wurden komplexere Antennensysteme entwickelt. Die Prototyp-Antennen wurden durch Messungen verifiziert und anschliessend experimentell auf die geforderten Spezifikationen getrimmt.

In den letzten zwei bis drei Jahrzenten sind Software-Tools verfügbar geworden, die Näherungslösungen der Maxwell- und Helmholtz-Gleichungen berechnen. Diese Tools können fast beliebige Hochfrequenz- und Mikrowellen-Antennenstrukturen und Komponenten numerisch analysieren und optimieren. Dadurch können die meisten experimentellen Entwicklungsschritte durch Simulationen ersetzt werden. Die Herstellung von Prototypen kann stark reduziert werden oder teilweise ganz entfallen [1].

Für Amateurfunk-Anwendungen sind diese professionellen Tools in der Regel zu teuer. Die Kosten liegen für die meisten Software-Pakete im Bereich von mehreren 10kFr. Einige der ersten Antennen-Simulations-Tools sind heute aber für wenig Geld oder teilweise auch kostenlos für den Hobby-Bereich zugänglich. EZNEC ist eine Antennen-Simulations-Software, die im Amateurfunk weit verbreitet ist. Die interessanten Fragen, wie sich dieses preiswerte Tool im Vergleich mit kommerziellen Tools schlägt und wie gut die Simulationen mit der Wirklichkeit übereinstimmen, sollen ein wenig beleuchtet werden.

Im folgenden Beispiel wird eine Wipic Vierelement-Yagi für das 70cm Band der Firma Rhiicom GmbH unter die Lupe genommen. Das CAD-Modell in Abbildung 1 enthält alle Einzelteile der Antenne. Viele Kleinteile haben auf die elektrischen Eigenschaften der Antenne nur einen vernachlässigbar geringen Einfluss.

Abbildung 1: CAD-Modell der Vierelement-Yagi von Wipic

Abbildung 1: CAD-Modell der Vierelement-Yagi von Wipic

Für die HF-Simulation ist es sinnvoll, das Modell soweit als möglich zu vereinfachen. Das nächste Bild zeigt eine vereinfachte Geometrie, die als 3D-Modell direkt in das CST Microwave Studio importiert werden kann.

Abbildung 2: Vereinfachtes 3D-Modell für den Import ins CST Microwave Studio

Abbildung 2: Vereinfachtes 3D-Modell für den Import ins CST Microwave Studio

Im CST Microwave Studio müssen für die Einzelteile noch die elektrischen Eigenschaften der verwendeten Materialien definiert werden. Metallteile können ohne nennenswerte Einbusse an Genauigkeit als PEC (Perfect Electric Conductor) definiert werden, sofern sie wie im Beispiel, aus Aluminium oder einem anderen gut leitenden Material hergestellt sind. Bei Kunststoffteilen ist es schon ein wenig schwieriger, da die frequenzabhängigen Eigenschaften der Dielektrizitätskonstante und des Verlustfaktors nur für wenige gebräuchliche Kunststoffe bekannt sind. Die dielektrischen Eigenschaften für dieses Balun-Gehäusematerial sind aber bekannt. Der Balun an sich wird in der Simulation nicht berücksichtigt. Auf das Strahldiagramm hat er keinen Einfluss. Anstelle des 4:1 Baluns wird eine 200Ω Quelle in der Mitte des Faltdipols angesetzt.

Für eine MoM-Simulation mit GRASP wird das Modell noch weiter reduziert. Die Metallteile werden noch weiter vereinfacht und das Balun-Gehäuse wird ganz weggelassen.

Abbildung 3: Stark vereinfachtes Modell für eine MoM Simulation mit GRASP

Abbildung 3: Stark vereinfachtes Modell für eine MoM Simulation mit GRASP

Die kleine rote Kugel in der Mitte des Faltdipols symbolisiert die 200Ω-Quelle.

Das EZNEC-Modell wird mit den gleichen Metallteilen (PEC) aufgebaut, wie das GRASP-Modell.

Abbildung 4: EZNEC-Modell der Vierelement-Yagi

Abbildung 4: EZNEC-Modell der Vierelement-Yagi

Auch in diesem Model wird die 200Ω-Quelle durch einen roten Kreis angedeutet.

Vergleich der simulierten Strahldiagramme

Die Strahldiagramme werden für den Freiraum berechnet. Abbildung 5 zeigt die simulierten Diagramme in logarithmischen Darstellung (links) und in der im Amateurfunk beliebten linearen Darstellung (rechts). Dargestellt werden die beiden Hauptebenen (E-Ebene blau und H-Ebene rot). Die Resultate der CST und der GRASP-Simulationen liegen praktisch aufeinander. Das mit EZNEC berechnete Diagramm der H-Ebene weicht in gewissen Winkelbereichen ein wenig von den anderen beiden Diagrammen ab.

 

Abbildung 5: Vergleich der CST, GRASP und EZNEC Simulationen, logarithmisch und linear

Abbildung 5: Vergleich der CST, GRASP und EZNEC Simulationen, logarithmisch und linear

Obwohl die drei verschiedenen Programme sehr ähnliche Resultate liefern, zeigt erst der Vergleich mit gemessenen Daten wie nahe die Simulationen der Realität kommen.

 Vergleich mit gemessenen Strahldiagrammen

Für Strahldiagramm-Messungen auf 430MHz sind die meisten reflexionsarmen Messkammern nicht mehr geeignet, da die Pyramiden-Absorber für so tiefe Frequenzen sehr gross sein müssen. Messungen von Antennen mit geringer Richtwirkung im Freien haben aber den Nachteil, dass Reflexionen auf der Mess-Strecke das Messresultat deutlich beeinflussen können. Auch die notwendige Halterung der zu messenden Antenne kann das Messresultat beeinflussen. Da Strahldiagramm-Messungen meistens durch eine Drehung in der Azimut-Ebene durchgeführt werden, muss die Antenne für die zweite Schnittebene 90° gedreht auf der Messeinrichtung montiert werden. Die Beeinflussung durch die Halterung wirkt sich bei den Messungen der beiden Ebenen unterschiedlich aus.

Abbildung 6: Strahldiagramm-Messung durch eine Azimut-Drehung, Links E-Ebene, rechts H-Ebene

Abbildung 6: Strahldiagramm-Messung durch eine Azimut-Drehung, Links E-Ebene, rechts H-Ebene

Mit einem kurzen Mastsegment, dargestellt in Abbildung 6, kann der Einfluss der Halterung auch in der Simulation berücksichtigt werden.

Vergleich der Messdaten mit der CST-Simulation

Das Mastsegment beeinflusst das Strahldiagramm weniger, wenn es quer zur Polarisationsrichtung steht. Bei 180° müssten die Pegel der E- und der H-Ebenen gleich gross sein. Durch den unterschiedlichen Einfluss der Halterung unterscheiden sich die Pegel aber um 4-5dB.

Abbildung 7: Vergleich der Messdaten mit den Daten der CST-Simulation

Abbildung 7: Vergleich der Messdaten mit den Daten der CST-Simulation

In der Simulation kann dieser Effekt auch nachgewiesen werden.

Die Übereinstimmung der gemessenen und der berechneten Diagramme ist sehr gut. Ein Teil der kleinen Abweichungen dürfte auch durch Reflexionen auf der Messstrecke verursacht worden sein.

Vergleich der Messdaten mit der EZNEC-Simulation

Abbildung 8: Vergleich der Messdaten mit den Daten der EZNEC-Simulation

Abbildung 8: Vergleich der Messdaten mit den Daten der EZNEC-Simulation

Auch EZNEC liefert ein sehr gutes Resultat mit durchaus vergleichbarer Qualität mit CST.

Antennen-Impedanz

Die Berechnung der Antennen-Impedanz ist ein schwieriger Teil einer Simulation. EZNEC, das auf dem NEC-Code basiert, macht gewisse Vereinfachungen um die Komplexität der Berechnungen zu reduzieren. Es ist eine bekannte Tatsache, dass verschiedene Methoden deutlich sichtbare Unterschiede in den berechneten Impedanzen aufweisen können.

Abbildung 9: Berechnete komplexe Antennen-Impedanz am Faltdipol

Abbildung 9: Berechnete komplexe Antennen-Impedanz am Faltdipol

Wie eingangs erwähnt, wurde der 4:1 Balun in der Simulation nicht berücksichtigt. Das muss bei der Interpretation der simulierten Impedanzen berücksichtigt werden. Der Reflexionsfaktor und das resultierende VSWR können auch für eine andere Referenzimpedanz als 50Ω mit folgenden Formeln bestimmt werden:

 

Gl1

 

Trotz der Vereinfachungen, die im NEC-Code gemacht werden, ist das Resultat von EZNEC immer noch überraschend nahe an den simulierten Daten von CST und GRASP.

Abbildung 10: Resultierendes VSWR bezogen auf 200 Ohm

Abbildung 10: Resultierendes VSWR bezogen auf 200 Ohm

Eine realitätsnahe Simulation des Baluns ist mit EZNEC kaum möglich. Mit einem 3D-Tool für die elektromagnetische Simulation von Hochfrequenzkomponenten können fast beliebige Geometrien und Komponenten simuliert werden. Praktische Grenzen können bei komplexen Teilsystemen die Rechenzeit oder der Speicherbedarf sein. Darum ist es meistens sinnvoll die Problemstellung in Teilproblem zu zerlegen. In unserem Beispiel kann der Balun unabhängig von der Antenne analysiert werden. Die Einzelresultate können anschliessend zu einem System kombiniert werden. Eine weitere Problematik sind, wie eingangs schon erwähnt, die Materialeigenschaften. Bei dielektrischen Materialien bestehen da oft erhebliche Unsicherheiten.

Abbildung 11: Vergleich simuliertes und gemessenes VSWR

Abbildung 11: Vergleich simuliertes und gemessenes VSWR

Antennen-Gewinn

Die Richtwirkung (Direktivität) einer Antenne wird durch das Antennen-Strahldiagramm bestimmt und wird üblicherweise auf den isotropen Strahler bezogen (dBi). Der Antennengewinn berücksichtigt noch die Anpassungsverluste und die ohmschen Verluste der Antenne. Gemessen wurde der Gewinn der Vierelement-Yagi mit 2m RG213.

 

Abbildung 12: Berechneter und gemessener Antennengewinn

Abbildung 12: Berechneter und gemessener Antennengewinn

Fazit

Für die Berechnung und Optimierung von Drahtantennen, zu denen auch die Gruppe der Yagi-Antennen gehört, ist EZNEC sehr gut geeignet. Für diese Aufgabe hat EZNEC gegenüber einem kostspieligen professionellen Simulations-Tool keine wesentlichen Nachteile. Richtantennen, die mehrere Wellenlängen über der Erde montiert sind, interagieren kaum noch mit der Umgebung. Simulationen im Freiraum stimmen hervorragend mit der Realität überein.

Literaturverzeichnis

[1] F. Gustrau, D. Manteuffel ‚EM Modeling of Antennas and RF Components for Wireless Communication Systems‘ ISBN-10 3-540-28614-4, ISBN-13 978-3-540-28614-1